Техника радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии

Полезная модель относится к радиотехнике и может быть использована в радиосистемах с фазовым методом модуляции, когда высокоскоростной прием происходит с эффектом Доплера в космической радиолинии. Технический результат заявленного устройства радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии заключается в уменьшении потерь и искажения сигнала от эффекта Доплера при побитной передаче в радиолинии числовой информации в системе счисления 256. Устройство радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, содержащее полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр (СФ), балансный модулятор (БМ), демодулятор (ДМ), первый и второй декодеры блочные (ДК), получатель информации (ПИ), прерыватель приема блока сигналов (ППБС), вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС), цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК), решающий блок символьный (РБС), блок памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя, первый и второй преобразователь. 1 н.п. ф-лы, 2 з.п. ф-лы, 10 ил.

Полезная модель относится к радиотехнике и может быть использована в радиосистемах с фазовым методом модуляции, когда высокоскоростной прием происходит с эффектом Доплера в космической радиолинии.

Известно, что эффект Доплера затрудняет прием информации по радиолинии.

Из уровня техники известна схема радиоприема цифровой информации [1], в которой выполняется вхождение в связь по несущей частоте и слежение за несущей частотой, синхронизация приема блоков и бит информации, фильтрация принимаемых сигналов, декодирование блоков информации посредством помехоустойчивого декодирования, где определяется и компенсируется паразитное смещение постоянной составляющей сигнала от эффекта Доплера и шумовых помех. Блок-схема фиг.1, выполняет вхождение в связь по несущей частоте и слежение за несущей частотой, синхронизует прием блоков и бит информации, усиливает и записывает принятый сигнал двоичной системы счисления, выполняет демодуляцию сигнала фазовой модуляции (ФМ), фильтрует принимаемый сигнал от помех, декодирует блоки информации посредством помехоустойчивого декодирования.

Прием информации блочный, используется КИМ-ФМ. Пример устройства радиоприема предусматривающего вхождение в связь и синхронизацию приема информации [2, стр.203-215, 237]. Вхождение в связь выполняется в сеансе связи, когда информация не принимается.

Схема содержит полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр (СФ), балансный модулятор (БМ), демодулятор (ДМ), декодеры блочные (ДК), получатель информации (ПИ), прерыватель приема блоков сигналов (ППБС), вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС), цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК), решающий блок символьный (РБС), блок памяти (ПАМ) отчетов сигнала получателя. ПФ, СФ, БМ, ДМ, ДК решают задачу приема информации в реальном масштабе времени. При обнаружении ДК числа ошибок более допустимого, цифровые отсчеты сигнала заносятся в ПАМ отчетов сигнала получателя, ВПС и ЦУК определяют смещение фазового сигнала и компенсируют в отсчетах сигнала паразитные фазовые смещения. Второй декодер ДК выполняет помехоустойчивое декодирование исправленного блока информации и передает информацию потребителю.

На современном техническом уровне, при приеме сигналов используют КИМ-ФМ, в сообщении используют независимость символов «0», «1» и одинаковую априорную вероятности появления нуля и единицы [2, стр.197].

В блоках чисел от способа применяемой двоичной системы счисления образуются серии символов разной длины и вероятность появления нуля и единицы не равна. Приближение к независимому приему символов «0», «1» в сообщении достигают модуляцией сообщения кодовой последовательностью измельчающих серии (КПИС) для передачи на радиочастоте, сюда относятся модуляция псевдошумовым сигналом (ПШС), применение рандомизации и специальных форматов модуляции. В демодуляции используют КПИС. В схеме приема с КПИС достигаются положительные результаты, когда информация принимаемого сигнала от использования КПИС не искажается.

Техническая рекомендация CCDS допускает форматы модуляции, в которых могут использоваться шесть форматов представления бит, три формата NRZ и три формата (non return-to-zero) Bi (phase). Модуляционные формы используют дифференциальное кодирование. В последних форматах длительность каждого бита информации измельчена на половинки.

Известно применение кодирования для снижения вероятности срыва битовой синхронизации потока единиц (нулей) длинной серии - сложение сообщения бит фазомодулированного сигнала по модулю два с потоком бит структуры меандра [3, стр.240]. Эта рекомендация применена в формате Bi.

Известно, что передаваемые сигналы, содержат дискретную и непрерывную части спектра, которая дает специфическую помеху в полосе пропускания канала синхронизации. Как бы ни была узка полоса пропускания канала синхронизации, в нее обязательно попадает часть мощности от непрерывного спектра. Образование длинных серий приводят к увеличению спектральной плотности мощности вблизи частоты ₀, возникают дополнительные флуктуации фазы опорного напряжения, приводящие к срыву синхронизации. Модуляции ЧМ-ФМ или КИМ-ФМ-ФМ, делающие непрерывную часть спектра не примыкающей к несущей частоте ₀ исключают возникновение дополнительных помех в канале [3, стр.234].

Недостатком известного устройства является то, что длинные серии сообщения дают спектральные составляющие в области низких частот, приводящие к срыву синхронизации.

Другим недостатком схемы приема является то, что от применения КПИС у принимаемого сигнала увеличивается число спектральных составляющих в области высоких частот, от чего увеличиваются искажения, в результате воздействия эффекта Доплера и ионосферы. Паразитное смещение спектральных составляющих влечет замирание и искажение фазового сигнала. Области замираний зависят от дальности связи, имеются зоны незначительного замирания, где искажений сигнала от КПИС не наблюдается и зоны замирания сигнала, где отношение Р_С/Р_Ш уменьшается и достигает пороговое значение. Картины замирания и искажения построены ЭВМ в системе Delphi 3 Standart на фиг.2, фиг.3. В построении векторных диаграмм сигналов фиг.4 - фиг.8. использованы комплексные сигналы [4, стр.27, 31]. Замирание с составляющими колебаний верхней боковой полосы частот ₀+=f_В и нижней боковой полосы частот ₀-=f_H поясняется векторной диаграммой фиг.5, фиг.6. Замирание образуется от расхождения боковых частот и сдвига фаз в результате эффекта Доплера. Векторные диаграммы, фиг.7, фиг.8. показывают расхождение, вызывающее изменение формы сигнала. Сильные искажения возникают от расхождения и паразитного фазового сдвига частот порядка . Искажение сигнала от эффекта Доплера носит детерминированный характер, величина искажений зависит от дальности приема S, или времени распространения сигнала до приема. Модуляция КПИС, измельчающей серии символов, приводят к увеличению замираний и искажениям сигнала, что в первую очередь происходит на высокочастотных составляющих спектра. Уменьшение амплитуды сигнала от замирания уменьшает отношение Р_С/Р_Ш. Разность искаженного входного и неискаженного гетеродинного сигналов, образует помеху, ухудшающую отношение Р_С/Р_Ш.

Технический результат заявленного устройства радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии заключается в уменьшении потерь и искажения сигнала от эффекта Доплера при побитной передаче в радиолинии числовой информации в системе счисления 256.

Технический результат достигается тем, что устройство радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, содержащее полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр (СФ), балансный модулятор (БМ), демодулятор (ДМ), первый и второй декодеры блочные (ДК), получатель информации (ПИ), прерыватель приема блока сигналов (ППБС), вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС), цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК), решающий блок символьный (РБС), блок памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя, первый и второй преобразователь, при этом вход полосового фильтра (ПФ) является входом устройства, полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр (СФ), балансный модулятор (БМ), демодулятор (ДМ), первый преобразователь, первый декодер блочный (ДК), получатель информации (ПИ) соединены последовательно соответственно, второй выход демодулятора (ДМ) соединен с входом блока памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя, второй выход первого декодера блочного (ДК) соединен с входом прерывателя приема блока сигналов (ППБС), выход которого подключен к первым входам вычислителя паразитного смещения сигнала (ВПС) и цифрового устройства компенсации смещения сигнала (ЦУК), выход ВПС соединен со вторым входом ЦУК, выход ПАМ отсчетов сигнала получателя соединен со вторым входом ВПС и с сигнальным третьим входом ЦУК, выход ЦУК соединен с входом решающего блока символьного (РБС), выход которого подключен к входу второго прерывателя, выход второго прерывателя подключен к входу второго декодера блочного (ДК), сигнальный выход которого подключен ко второму входу получателя информации (ПИ).

Первый и второй преобразователи содержат оператор преобразования числа (ОПЧ), который переводит число системы счисления 256 в число двоичной системы счисления.

Первый и второй преобразователи содержат оператор преобразования числа (ОПЧ) системы счисления 256, который переводит число системы счисления 256 в число двоичной системы счисления удалением октетов, разделяющих разряды числа системы счисления 256.

Признаки и сущность полезной модели поясняются в детальном описании, иллюстрируемом чертежами, где показано следующее:

на фиг.1. Схема известная из уровня техники, где:

1 - полосовой фильтр (ПФ);

2 - согласованный фильтр (СФ);

3 - балансный модулятор (БМ);

4 - демодулятор (ДМ);

5, 11,- соответственно первый и второй декодеры блочные (ДК);

6 - получатель информации (ПИ);

7 - прерыватель приема блока сигнала (ППБС);

8 - вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС);

9 - цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК);

10 - решающий блок символьный (РБС);

12 - блок памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя;

на фиг.2. Сигнал и замирание сигнала;

на фиг.3. Искажения меандра;

на фиг.4. Прием несущей частоты;

на фиг.5. Сигнал составляющих векторов;

на фиг.6. Сдвиг фаз составляющих;

на фиг.7. Сигнал модуляции меандром;

на фиг.8. Искажение меандра от сдвига фаз колебаний _r;

на фиг.9. Схема заявленного устройства приема высокоскоростной информации космической радиолинии, где:

1 - полосовой фильтр (ПФ);

2 - согласованный фильтр (СФ);

3 - балансный модулятор (БМ);

4, - демодулятор (ДМ);

5, 11 - первый, и второй декодер блочный (ДК);

6 - получатель информации (ПИ);

7 - прерыватель приема блока сигналов (ППБС);

8 - вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС);

9 - цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК);

10 - решающий блок символьный (РБС);

12 - блок памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя;

13, 14 - первый и второй преобразователи;

на фиг.10. Область ошибочных решений решающего блока символьного.

Сущность заявленной полезной модели заключается в следующем.

Прием синхросигналов и цифровой информации приемным устройством. Схема использует блочный прием в числовой информации. Разрядность принимаемого числа устанавливается априорно. Приемное устройство синхронизует прием радиосигнала, синхронизует тактовую частоту приема бит, обеспечивает кадровую синхронизацию. Синхронное детектирование в канале синхронизации использует фазовую автоподстройку (ФАП) [2, стр.203-215, 237]. Во время вхождения в связь числовая информация не принимается.

В описании используются следующие обозначения:

ИЧ - «исходное число», которое подлежит передаче по радиолинии и число, получаемое в результате декодирования, передаваемое получателю;

ОПЧ - оператор преобразования числа системы счисления 256 в число двоичной системы счисления

Передающая сторона выполняет преобразования: - кодирование блока передаваемой информации - получение двоичных символов (ИЧ), которые подлежит передаче в радиолинии - преобразования ИЧ в число системы счисления 256 (для передачи по радиолинии).

Полосовой фильтр (ПФ) 1, согласованный фильтр (СФ) 2, балансный модулятор (БМ) 3, демодулятор (ДМ) 4, первый преобразователь 13, первый декодер блочный (ДК) 5, получатель информации (ПИ) 6 соединены последовательно соответственно принимают и обрабатываю информацию в реальном времени. Принимают радиосигнал на вход полосового фильтра (ПФ) 1, который ограничивает полосы приема на радиочастоте, фильтруют радиосигнал с функцией поиска, захватывают и отслеживают за спектром сигнала согласованным фильтром (СФ) 2, переносят сигнал на промежуточную радиочастоту, компенсируют доплеровское смещение и задержку балансным модулятором (БМ) 3, преобразовывают радиосигнал в видеосигнал, аналого-цифровое преобразование фазового сигнала в последовательность цифровых отчетов «0» и «1» первым демодулятором (ДМ) 4, преобразования вида числа информационного блока из системы счисления 256 в двоичную систему счисления первым преобразователем 13, осуществляют помехоустойчивое декодирование и исправляют ограниченное количество ошибок бит информации в кадре первым декодером блочным (ДК) 5, передают получателю информации (ПИ) 6.

В радиолинии передают числа системы счисления 256. Каждый разряд числа содержит один из двухсот пятидесяти шести символов: «0», «1», «2» «255». В обозначении символов применена двоичная система счисления. Символы записывают и передают старшими разрядами вперед. Каждый символ размещен в октете (восемь разрядов). Символ «255» занимает весь октет. Остальные символы занимают правую часть октета, левая часть заполнена «0». Для разделения разрядов при передаче по радиолинии разряды числа разделены октетами нулей.

Пример 1. Число 324294967296=2 ³²-1 в системе счисления 256 с числом разрядов 5, содержит символы разрядов 01001011, 10000001, 01111100, 10000000, 00000000, помещается в десяти октетах:

В предыдущих трех строках сдержатся данные: номер разряда числа - первая строка; содержание разрядов и разделители - вторая строка; содержание разрядов, дающих сумму 324294967296 в десятичной системе счисления, - третья строка.

Число от 324294967296=2³²-1 в двоичной системе счисления содержит серию 11111111111111111111111111111111. Числа от 1 до 324294967296=2³²-1 в двоичной системе счисления содержат более длинные серии по сравнению с числами системы счисления 256. При модуляции КИМ-ФМ числами двоичной системы счисления (в прототипе) каждому разряду, содержащему "0" соответствует 0 град., "1" соответствует 180 град. Тогда для чисел:

самый короткий символ содержит бить. В информационном блоке может оказаться серия длиной 32 бита. Двоичная система счисления использует в разряде два символа «0» или «1».

Максимальная длина серии в один октет системы счисления 256 делает спектр отстоящим от несущей частоты далее, чем в двоичной системе счисления. Шумовая полоса согласованного приема сужается, уменьшаются помехи полосы пропускания канала синхронизации. При анализе сигналов КИМ-ФМ [2, рис.5.3.2] показано, что шумовая составляющая приводит к ошибке решающего блока символьного

По статусной информации декодера (ДК) 5 происходит занесение фазового сигнала со второго выхода демодулятора в блок памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя 12, и включение блоков ВПС 8 и ЦУК 9 командой «Включено» ППБС 7. Блоки ВПС 8 и ЦУК 9 определяют и компенсируют паразитное смещение фазового сигнала, РБС 10 - восстанавливает символы «0», «1» из фазового сигнала, второй преобразователь 14 преобразует число системы счисления 256 в число двоичной системы счисления, второй декодер блочный (ДК) 11 декодирует переданное число, исходное число поступает получателю (ПИ) 6.

По первому варианту, первый 13 и второй преобразователи 14 содержат операторы преобразования числа (ОПЧ), число системы счисления 256 переводится в число двоичной системы счисления удалением разделителе разрядов и пересчетом содержания разрядов. Показано на примере 1.

По второму варианту, первый 13 и второй преобразователь 14 содержат операторы преобразования принятого числа (ОПЧ), число системы счисления 256 переводит в число двоичной системы счисления удалением разделителей разрядов. Для этого случая на передающей стороне образуют иное число системы счисления 256, простым переносом в его разряды содержания октетов ИЧ, с установкой разделителей разрядов длиной один октет. ОПЧ образует ИЧ удалением октетов, разделяющих разряды числа системы счисления 256. Показано на примере 2.

Пример 2. В этом случае передаваемое число ИЧ=324294967296=2³²-1, содержащее серию 11111111111111111111111111111111, на передающей стороне будет приведено к виду

00000000 11111111 00000000 11111111 00000000 11111111 00000000 11111111. В приемном устройстве, в первом 13 и во втором преобразователях 14, оператор ОПЧ преобразует код

00000000 11111111 00000000 11111111 00000000 11111111 00000000 11111111 в код ИЧ 11111111111111111111111111111111 числа двоичной системы счисления.

На возникновение потерь информации от эффекта Доплера влияет расхождение частот. Расхождение частот возникает и от эффекта Доплера. Разностные частоты f и f_д, где разность f=f₂-f₁, когда нет эффекта Доплера; f_д, был эффект Доплера, образуют расхождение _r=f_д-f. Расхождение _r образует сдвиг фаз колебаний _r, за время t распространения сигнала до приема, _r=mod₂2·_r·t. Значения _r могут быть разные, в том числе ноль и , с периодом круговой частоты расхождения _D=2·_r.

Известно использование расхождения (двухчастотное определение фазы) для определения электронной плотности ионосферы. Берут гармонические колебания с соотношением частот f₂=kf₁ [5, стр.185], разностные частоты f и f_и, где f=f₂-f₁ - разностная частота в свободном пространстве до прохождения ионосферы, f_и - разностная частота после прохождения ионосферы при k=3, определяют расхождение _r=f_и-f, по которому определяют фазовый сдвиг и величину электронной плотности.

Пример расхождения частот и изменения формы сигнала можно видеть при модуляции несущей частоты меандром, случай излучения колебания в одной боковой полосе частот, искажения фиг.8, ₀+=2·_Н, ₀+k=2·_B, k=3. При приеме сигнала в отсутствии доплеровских смещений, форма принятого сигнала показана на фиг.3 «а». Размерность значений частот Гц. Несущая частота ₀=11000×10⁶, составляющие _H=11000×10⁶+5×10⁶ , _В=11000×10⁶+15×10⁶ разностная частота f=_B-_H=10*10⁶. Доплеровское смещение несущей частоты

50×10³, _0Д=11000×10⁶+50×10 ³

_НД=11000×10⁶+50×10 ³+5×10⁶+22,72

_ВД=11000×10⁶+50×10 ³+15×10⁶+68,18

Разностная частота f_д=_ВД-_НД=10×10⁶+45,46

Расхождение _r=f_д-f=45,46.

Расхождение когерентно излученных частот приводит к образованию сдвига фазы _r=, получаем t_S=11 мс. За 11 мс волна проходит путь 3,3 тыс.км. Фаза колебаний рисунка «б» фиг.8 изменилась относительно «б» фиг.7. Расхождение составляющих частот меандра на дальности приема 3,3 тыс.км иллюстрируется фиг.8 «б», искажение на фиг.8 «в», фиг.4 «гв».

При приеме выполняется: синхронизация ФАПЧ сигнала на частоте ₀д, синхронизация ФАПЧ приема бит меандра частоты 5×10⁶+22,72, синхронизация начала приема блока чисел. Прием числовой информации побитный. От искажения фазового сигнала блока чисел возникают области ошибочных решений, что иллюстрируется на фиг.10. Решающее устройство (РБС) использует отсчеты фазового сигнала очередного бита для его восстановления. В зависимости от расположения области ошибочных решений и того, сколькими отсчетами определяется бит, РБС может дать ошибку в определении бита «1» или его отсутствия «0». Потери сигнала (потери синхронизации) могу возникать от замирания сигнала или его составляющих частот, что может происходить при расхождении частот левой и правой спектральных составляющих от эффекта Доплера.

Реализация заявленного технического решения позволяет уменьшить возможности искажения и потери сигнала от эффекта Доплера в зависимости от дальности приема, при побитной передаче числовой информации. Данный эффект схемы получен от введения системы счисления 256 в способе образования разрядов передаваемого числа.

Список литературы.

1. Патент на изобретение 2371845. Радиоприемник цифровой информации, 2009

2. Березин Л.В. и Вейцель В.А. Теория и проектирование радиосистем, М., «Советское радио», 1977

3. И.М.Тепляков и др. Радиосистемы передачи информации, М., «Радио и связь», 1982

4. Трахтман A.M. Введение в обобщенную спектральную теорию сигналов. М. «Советское радио», 1972

5. Грудинская Г.П. Распространение радиоволн. Москва «Высшая школа», 1975

1. Устройство радиоприема высокоскоростной информации космической радиолинии, содержащее полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр (СФ), балансный модулятор (БМ), демодулятор (ДМ), первый и второй декодеры блочные (ДК), получатель информации (ПИ), прерыватель приема блока сигналов (ППБС), вычислитель паразитного смещения сигнала (ВПС), цифровое устройство компенсации смещения сигнала (ЦУК), решающий блок символьный (РБС), блок памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя, первый и второй преобразователь, при этом вход полосового фильтра (ПФ) является входом устройства, полосовой фильтр (ПФ), согласованный фильтр (СФ), балансный модулятор (БМ), демодулятор (ДМ), первый преобразователь, первый декодер блочный (ДК), получатель информации (ПИ) соединены последовательно соответственно, второй выход демодулятора (ДМ) соединен с входом блока памяти (ПАМ) отсчетов сигнала получателя, второй выход первого декодера блочного (ДК) соединен с входом прерывателя приема блока сигналов (ППБС), выход которого подключен к первым входам вычислителя паразитного смещения сигнала (ВПС) и цифрового устройства компенсации смещения сигнала (ЦУК), выход ВПС соединен со вторым входом ЦУК, выход ПАМ отсчетов сигнала получателя соединен со вторым входом ВПС и с сигнальным третьим входом ЦУК, выход ЦУК соединен с входом решающего блока символьного (РБС), выход которого подключен к входу второго прерывателя, выход второго прерывателя подключен к входу второго декодера блочного (ДК), сигнальный выход которого подключен ко второму входу получателя информации (ПИ).

2. Устройство по п.1, в котором первый и второй преобразователи содержат оператор преобразования числа (ОПЧ), который переводит число системы счисления 256 в число двоичной системы счисления.

3. Устройство по п.1, в котором первый и второй преобразователи содержат оператор преобразования числа (ОПЧ) системы счисления 256, который переводит число системы счисления 256 в число двоичной системы счисления удалением октетов, разделяющих разряды числа системы счисления 256.