Устройство обнаружения импульсного эхо-сигнала в условиях воздействия шумовой помехи по главному лепестку диаграммы направленности антенны моноимпульсной рлс

Предлагаемая полезная модель относится к области радиотехники и может быть использована в моноимпульсных радиолокационных системах, предназначенных для обзора и сопровождения по угловым координатам радиолокационных объектов в условиях воздействия на них преднамеренных непрерывных шумовых помех. Данное устройство в условиях воздействия на пеленгатор интенсивной помехи позволяет с высокой достоверностью обнаружить эхо-сигнал при условии, когда угловые координаты источников помехи и сигнала различны и их угловая база не превышает ширины луча, т.е. когда оба источника находятся в пределах главного лепестка диаграммы направленности антенны. Работа предлагаемой полезной модели основана на выделении отраженного импульсного сигнала, содержащегося в рассматриваемом случае в квадратурной составляющей нормированного разностного сигнала типовой моноимпульсной РЛС. Основной целью предлагаемой полезной модели является повышение пространственной избирательности моноимпульсной РЛС в условиях воздействия на нее наиболее эффективного вида помехи - непрерывной прямошумовой, которая создается источником излучения, находящимся в главном лепестке диаграммы направленности антенны. Достижение указанной цели осуществляется путем обнаружения на фоне интенсивной маскирующей шумовой помехи импульсного эхо-сигнала при условии, когда его энергия существенно ниже спектральной плотности мощности помехи. Поставленная цель достигается тем, что в приемное устройство типовой амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы дополнительно введено специализированное вычислительное устройство, содержащее двухканальный аналого-цифровой преобразователь и вычислительное устройство. На входы аналого-цифрового преобразователя (АЦП) поступают радиочастотные сигналы с выхода УПЧ каналов суммы и угла. АЦП осуществляет преобразование входных сигналов в соответствующие цифровые двоичные коды, которые затем используются в вычислительном устройстве согласно разработанному алгоритму. Кроме отмеченных АЦП в устройство входят: многоотводное устройство задержки, формирователь напряжения нормирования, первое устройство задержки, первый и второй каскады с регулируемым усилением, второе устройство задержки, фазовый детектор, накопитель, формирователь модульного значения напряжения разности и устройство сравнения.

Предлагаемая полезная модель относится к области радиотехники и может быть использована в моноимпульсных радиолокационных системах, предназначенных для обзора и сопровождения по угловым координатам радиолокационных объектов в условиях воздействия на них преднамеренных непрерывных шумовых помех.

Данное устройство в условиях воздействия на пеленгатор интенсивной помехи позволяет с высокой достоверностью обнаружить эхо-сигнал при условии, когда угловые координаты источников помехи и сигнала различны и их угловая база не превышает ширины луча, т.е. когда оба источника находятся в пределах главного лепестка диаграммы направленности антенны.

Известные устройства, реализующие для защиты РЛС от шумовых помех методы пространственно-временной селекции, как правило, основаны на использовании фазированных антенных решеток и корреляционных автокомпенсаторов. Эти системы требуют принципиально иного построения системы обработки сигналов, они сложны в реализации, а главное - не обеспечивают эффективного подавления помех в случае воздействия их по главному лепестку ДН [1].

Принципиальное отличие предлагаемого устройства от вариантов защиты рассмотренных, в частности, в работе [1] заключается в том, что в данном случае используется типовая двухканальная приемная система, и помеха в процессе обработки не компенсируется. Шумовая помеха рассматривается как источник (переносчик) информации о параметрах полезного сигнала.

При этом технический эффект достигается за счет той части информации, которая при традиционной обработке не используется, а в процессе преобразований принятых сигналов - теряется. Эта информация содержится в квадратурной (по отношению к суммарному сигналу) составляющей нормированного разностного сигнала.

При работе РЛС по одиночной цели квадратурная составляющая разностного сигнала представляет собой относительно слабые по интенсивности продукты (флюктуации) взаимодействия колебаний источника излучения с внутренними шумами приемных каналов. И они не представляют практического интереса.

В случае одновременного приема колебаний от двух разнесенных по угловой координате объектов в квадратурной составляющей разностного сигнала появляются новые компоненты. Наиболее интенсивный из них является результатом перекрестного взаимодействия сигналов источников излучения (в рассматриваемом случае - помехи и отраженного сигнала). Интенсивность этого компонента существенно выше исходного фона. Она, как показывает анализ, зависит от угловой базы источников и их энергетических характеристик. Момент возникновения флюктуации, вызванных взаимодействием (интерференцией) непрерывной шумовой помехи и эхо-сигнала, несет информацию о задержке последнего относительно момента излучения зондирующего импульса РЛС. Информативным признаком момента приема эхо-сигнала является резкое возрастание дисперсии указанных флюктуации и, как следствие, возникновение колокольного видеоимпульса на выходе устройства обработки.

Таким образом, работа предлагаемого устройства основана на выделении отраженного импульсного сигнала, содержащегося в рассматриваемом случае в квадратурной составляющей нормированного разностного сигнала типовой моноимпульсной РЛС.

Технически эта задача решается сравнительно просто. Как показывает анализ, в принципе, практическая реализация связана лишь с незначительными конструктивными добавлениями в аппаратуру типовой моноимпульсной РЛС, без изменения и нарушения нормального режима работы ее по одиночной цели.

Близкими по характеру решаемых задач являются устройства защиты, предложенные в работе [2 с.165]. В ней при условии воздействия на пеленгатор интенсивного некогерентного излучения с целью его защиты предлагается также использовать различия в угловых направлениях на источники сигнала и помехи. Принцип работы этих устройств основан на реализации функциональной обработки, т.е. формировании оценок корреляционных и взаимных корреляционных функций выходных колебаний многоканальной приемной антенны и последующем решении систем уравнений, описывающих эти функции. Предложенные варианты обработки сигналов носят общетеоретический характер и не учитывают особенностей практической реализации применительно к типовой структуре РЛС. Кроме того, существенным является и то, что реализация их связана с необходимостью использования специальной многоканальной антенной системы, что вызовет трудности в обеспечении идентичности и стабильности характеристик приемных каналов [3].

В работе [3, с.109] для повышения угловой разрешающей способности моноимпульсной РЛС предложена структурная схема устройства защиты с использованием стробирования по угловой координате.

Данное устройство является наиболее близким к предлагаемому, так как использует типовую структуру приемника амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы. Основным элементом измерительного устройства пеленгатора, соответствующим одной плоскости, является антенна с двумя рупорными облучателями, формирующими в пространстве две парциальные диаграммы направленности. Отличительным является то, что облучатели антенны возбуждаются одновременно соответствующими передатчиками, работающими на разных частотах. Для приема отраженных сигналов использованы два приемника. Каждый из них построен по типовой двухканальной схеме (для суммарного и разностного сигналов соответственно). Благодаря частотному разносу, фазовые детекторы приемных каналов формируют независимые напряжения сигнала угловой ошибки, которые содержат информацию об угловом положении групповой цели. С помощью специально вводимого суммарно-разностного устройства осуществляется формирование результирующего напряжения угловых ошибок. Нулевой сигнал ошибки служит критерием наличия в зондируемом пространстве одиночной цели. При наличии в неразрешаемом объеме пространства двух целей равенство нулю сигнала на выходе системы становится невыполнимым. Это является критерием наличия в зоне пеленгования групповой цели [3]. Принятие решения о наличии второй цели осуществляется оператором на основе анализа флюктуации напряжения сигнала ошибки, наблюдаемых на экране осциллографа.

Недостатками данного устройства являются сложность конструкции (необходимость введения в РЛС дополнительного канала приемопередающей аппаратуры), отсутствие четкого количественного критерия обнаружения, а также субъективность оператора в принятии решения. Система работоспособна только в следящем режиме, причем при условии точного совмещения РСН антенны с энергетическим центром отслеживаемой группы из двух источников когерентных импульсных сигналов соизмеримых по интенсивности.

Основной целью предлагаемой полезной модели является повышение пространственной избирательности моноимпульсной РЛС в условиях воздействия на нее наиболее эффективного вида помехи - непрерывной прямошумовой, которая создается источником излучения, находящимся в главном лепестке диаграммы направленности антенны. Достижение указанной цели осуществляется путем обнаружения на фоне интенсивной маскирующей шумовой помехи импульсного эхо-сигнала при условии, когда его энергия существенно ниже спектральной плотности мощности помехи.

Предлагаемое устройство обеспечивает достижение цели при определенных условиях - значениях спектральной плотности мощности помехи и энергии полезного сигнала, а также угловой базе источников их излучения.

Поставленная цель достигается тем, что в приемное устройство типовой амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы [3, с.78], дополнительно введено специализированное вычислительное устройство, содержащее двухканальный аналого-цифровой преобразователь и вычислительное устройство. На входы аналого-цифрового преобразователя (АЦП) поступают радиочастотные сигналы с выхода УПЧ каналов суммы и угла. АЦП осуществляет преобразование входных сигналов в соответствующие цифровые двоичные коды, которые затем используются в вычислительном устройстве согласно разработанному алгоритму.

Структурная схема устройства, иллюстрирующего алгоритм работы специализированного вычислительного устройства, показана на фиг.1.

Кроме отмеченных АЦП (1, 2), на фиг.1 показаны: многоотводное устройство задержки (3), формирователь напряжения нормирования (4), первое устройство задержки (5), первый и второй каскады с регулируемым усилением (6 и 7), второе устройство задержки (8), фазовый детектор (9), накопитель (10), формирователь модульного значения напряжения разности (11) и устройство сравнения (12).

Устройство работает следующим образом.

Входы двухканального аналогово-цифрового преобразователя (1, 2) подключаются к выходам УПЧ приемного устройства пеленгатора, т.е. параллельно основным элементам штатной структуры приемника РЛС. В АЦП для реализации обработки входные радиочастотные сигналы каналов суммы и разности преобразуются в соответствующие цифровые двоичные коды. С выходов первого и второго каналов АЦП (1, 2) сигналы разности и суммы поступают на устройство амплитудного нормирования сигналов (3, 4, 5, 6, 7). Данное устройство работает по принципу быстродействующей шумовой автоматической регулировки усиления (ШАРУ), т.е. в каждом элементе разрешения по дальности оно с помощью элементов каскадов с регулируемым усилением (6, 7) реализует нормировку сигналов каналов разности и суммы. Напряжение нормирования, формируемое элементом (4), соответствует среднему квадратическому значению совокупности отсчетов сигнала суммарного канала на интервале времени (t_шару). Временной интервал t_шару определяет размер «окна», контролируемого элементом (4). Это «окно» представляет собой совокупность определенного числа элементов разрешения по времени задержки, симметрично расположенных на временной оси относительно элемента, снимаемого со среднего отвода устройства задержки (3), контролируемого в данный момент пороговым устройством обнаружителя. Целесообразно t_шару выбирать из тех же соображений, что и время быстродействия типового устройства быстродействующей АРУ (t _шару/_и5-10, где _и - длительность зондирующего сигнала РЛС). Количество отводов и время задержки в устройстве задержки (3) определяются выбранными размерами «окна» и используемой частотой дискретизации сигналов. Сигнал суммарного канала для нормирования на устройство (7) поступает со среднего отвода устройства задержки (3). Чтобы исключить влияние эхо-сигнала на уровень нормирующего напряжения, соответствующий средний отвод устройства задержки (3) в формирователе (4) не используются. Выравнивание времени задержки сигналов каналов осуществляется дополнительной задержкой разностного сигнала с помощью первого устройства задержки (5). Таким образом, устройство нормирования на каждом временном интервале, соответствующем элементу разрешения по времени запаздывания, осуществляет нормировку сигналов суммы и разности путем изменения коэффициента усиления усилительных каскадов (6, 7). Это равносильно вычислению частного от деления значений дискретных отсчетов сигналов каналов на текущее значение нормирующего напряжения.

Нормированный сигнал канала суммы с выхода элемента (7) поступает на второе устройство задержки (8), где задерживается по времени на величину =1/4:f_0пч, где f_0пч - среднее значение частоты полосы пропускания приемника на промежуточной частоте. Данная операция равносильна задержке по фазе сигнала канала суммы на /2 с помощью аналогового фазовращателя. Задержанный сигнал в качестве опорного поступает на фазовый детектор (9), выступающего в роли перемножителя. В процессе перемножения опорного и разностного сигналов и последующего накопления полученного результата с помощью элемента (10), выступающего в роли фильтра нижних частот, т.е. интегрирования на интервале времени Т (1/f_0пч<<T<_и), выделяются низкочастотные флюктуации квадратурной составляющей угловой ошибки (комплексного пеленга).

Как показывает анализ, и подтверждают результаты моделирования на ЭВМ, среднее квадратическое значение этих флюктуации определяется угловой базой () между источниками помехи и эхо-сигнала, а также энергией отраженного сигнала. Формирователь модульного значения напряжения разности (11) выделяет огибающую этих флюктуации. Устройство сравнения (12) в каждой ячейке разрешения по времени осуществляет сравнение полученного значения огибающей с пороговым уровнем, выбранным в соответствии со значением вероятности ложной тревоги F. Амплитудная нормировка, реализуемая элементами (3, 4, 5, 6, 7), обеспечивает практическую независимость порогового уровня от интенсивности помехи. Согласно критерию Неймана-Пирсона по результатам сравнения принимается решение Â о наличии или отсутствии эхо-сигнала в анализируемом элементе разрешения.

Список используемой литературы

1. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981.

2. Царьков Н.М. Многоканальные радиолокационные измерители. - М.: Сов. радио, 1980, 192 с.

3. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1984. - 312 с., ил.

Список используемой литературы

1. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1984. - 312 с., ил.

Математическое описание алгоритма, используемого вычислительным устройством для обработки сигналов.

В луче амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы расположены два источника излучения - постановщик шумовых помех (ПШП) и источник эхо-сигнала (Ц). Равносигнальное направление (РСН) антенны пеленгатора в общем случае произвольно ориентировано относительно энергетического центра данной группы. Как пример, на фиг.2 для угломестной (вертикальной) плоскости показана ситуация, когда РСН антенны пеленгатора совмещено с направлением на постановщика помехи.

Источники полагаются точечными. Предполагается так же, что за время наблюдения угловое положение объектов (источников излучения) относительно РСН антенны не меняется. Взаимное переизлучение объектов не учитывается.

В РЛС прием излучений осуществляется на антенну, формирующую в пространстве два парциальных луча, например, с помощью двухрупорного облучателя рефлектора, линзы или ФАР.

Входные колебания помехи рассматриваются в виде модели дельта-коррелированного белого гауссова шума, а полезного сигнала - модели прямоугольного радиоимпульса со случайными амплитудой и начальной фазой.

Структура приемного тракта, использованная в процессе исследований, соответствует типовому варианту построения пеленгатора моноимпульсного типа. Она показана на фиг.3 [см., например, 1, с.70].

В этом рисунке использованы следующие обозначения:

- ДВТ - двойной волноводный тройник;

- См - смеситель преобразователя частоты;

- Г - гетеродин;

- УПЧ - усилитель сигнала промежуточной частоты;

- АРУ - устройство автоматической регулировки усиления;

- ФД - фазовый детектор;

- БИУК - блок измерения угловой координаты цели;

- АД - амплитудный детектор;

- БИД - блок измерения дальности цели;

- БОС - блок обработки сигналов;

- УПР - устройство принятия решения.

Предполагается, что помеха и собственные шумы каналов на выходе УПЧ приемного устройства, являются узкополосными нормальными случайными процессами с нулевым средним. На интервале времени наблюдения Т_H, не превышающем период повторения зондирующих импульсов РЛС, эти процессы удовлетворяют условиям стационарности и эргодичности. Собственные шумы приемных каналов считаются независимыми.

С целью упрощения записи пренебрежем нормирующим действием АРУ приемного устройства РЛС. Тогда входные сигналы блока обработки сигналов (см. фиг.3) можно представить в следующем виде:

Здесь f_i(t), f_i(t) - значения нормированных суммарной и разностной диаграмм направленности антенны в направлении на i-й источник излучения (i=1 - источник помехи, i=2 - источник эхо-сигнала); , , - колебания помехи и собственного шума каналов приемника с дисперсиями , , соответственно; - эхо-сигнал (радиоимпульс без внутриимпульсной модуляции) с дисперсией .

Значения дисперсий, определяющих интенсивность помехи и полезного сигнала, соответствуют условию, когда источники излучения находятся на РСН антенны. Для удобства проведения сравнительного анализа (для оценки соотношений сигнал/собственный шум () и помеха/собственный шум ()) параметры , , , и пересчитаны к входу блока обработки сигналов (к выходу радиочастотной части приемника).

Суммарная f_i, и разностная f_i диаграммы направленности антенны сформированы комбинацией парциальных диаграмм, каждая из которых в сечении, проходящем через координатную плоскость, определяется выражением

Здесь - текущее значение угловой координаты; ₀ - смещение максимума парциальной диаграммы относительно РСН; k - параметр, определяющий ширину главного лепестка диаграммы направленности парциального канала.

Таким образом, входными для блока обработки сигналов, реализующим исследуемый алгоритм, являются выходные сигналы радиочастотной части приемного устройства типовой моноимпульсной РЛС.

Используя комплексную форму представления огибающих сигналов, выражения (1) можно представить в следующем виде

где S_i(t), N(t), N(t) - релеевски распределенные амплитудные множители, а _i(t), (t), (t) - равновероятные в интервале [0,2] фазы, i=1, 2.

В предлагаемом устройстве технический эффект достигается за счет выделения той части информации, которая при традиционной обработке не используется, а в процессе преобразований входных сигналов теряется. Эта информация содержится в квадратурной (по отношению к суммарному сигналу) составляющей нормированного разностного сигнала.

Рассмотрим условия и особенности проявления информативного признака, свидетельствующего о наличии в луче пеленгатора второго источника излучения, используя векторное представление входных сигналов (3). С целью удобства, обеспечения большей наглядности при рассмотрении векторных диаграмм будем полагать, что внутренний шум каналов приемника пренебрежимо мал.

Для амплитудного метода пеленгации приемные элементы антенны имеют общий фазовый центр, и поэтому информация об угловом положении одиночного источника излучения содержится в значениях амплитуды сигналов парциальных каналов антенны и . При этом разность фаз сигналов и равна нулю (фиг.4, а). Тогда на выходе суммарно-разностного преобразователя (ДВТ, фиг.3) и на входе фазового детектора (достигается за счет коррекции фазо-частотных характеристик приемных каналов), фазы сигналов (, ) разностного и суммарного каналов отличаются на величину равную 0 или (фиг.4, б). По этой причине при приеме сигнала одиночного источника формируемый пеленгатором нормированный разностный сигнал (сигнал рассогласования или угловой ошибки), используемый автоматической системой слежения по угловой координате, является действительной величиной. Иными словами: содержит только синфазную составляющую. В рассматриваемой ситуации данное положение имеет место до момента поступления на вход приемника РЛС импульсного эхо-сигнала, т.е. пока принимается только шумовая помеха.

В случае одновременного приема помехи и эхо-сигнала, когда угловые координаты их источников отличны, а, следовательно, , результирующий нормированный разностный сигнал, определяемый соотношением

,

содержит как действительную (синфазную ), так и мнимую (ортогональную или квадратурную ) часть. Это подтверждают и векторные диаграммы фиг.4, в и г.

Именно квадратурная составляющая комплексного значения нормированного разностного сигнала и является тем информативным признаком, который используется в предлагаемой полезной модели.

Нетрудно убедиться в том, что отмеченное явление имеет место и в случае использования в РЛС двухканального фазового метода пеленгации.

Так, в частности, на диаграмме фиг.5, а для случая одиночного источника излучения показаны векторы и , соответствующие сигналам парциальных каналов антенны. Информация об угловом положении излучателя содержится в относительном сдвиге фаз этих сигналов. В процессе суммарно-разностного преобразования и дополнительного сдвига по фазе на /2 сигнала суммарного канала информация об угловом положении одиночного излучателя из относительного значения фазы преобразуется в значение относительной амплитуды разностного сигнала , которое также является действительной величиной (см. фиг.5, б). При одновременном приеме колебаний двух источников излучения значение нормированного разностного сигнала становится комплексным за счет появления квадратурной сигнальной составляющей (см. фиг.5, в).

Таким образом, объективным информативным признаком ситуации одновременного приема колебаний двух источников излучения, как при амплитудном, так и при фазовом методах, является появление в нормированном разностном сигнале ортогональной составляющей (относительно опорного колебания измерительного элемента пеленгационной системы - сигнала суммарного канала приемного устройства).

Структурная схема блока обработки сигналов и его связей с приемным устройством РЛС показана на фиг.2.5. Здесь цифрами указана нумерация элементов согласно схеме фиг.1. В структурной схеме использованы следующие обозначения:

- МЛЗ - многоотводная линия задержки;

- ФНН - формирователь напряжения нормирования;

- ЛЗ - линия задержки;

- НК 1(2) - нормирующий каскад;

- ФВ - фазовращатель на /2;

- × - умножитель;

- ФНЧ - фильтр нижних частот;

- ДО - детектор огибающей;

- УПР - устройство принятия решения.

Для выделения квадратурной составляющей разностного сигнала Х(t) опорное колебание для перемножителя (элемент 9 фиг.6) формируется путем задержки во времени сигнала суммарного канала на t_з=T_о/4 (где Т_о=2/_о), что равносильно задержке его по фазе на /2. В результате получим опорное колебание

.

Перемножитель и накопитель (ФНЧ) выделяют низкочастотные флюктуации квадратурной (ортогональной относительно суммарного сигнала) составляющей колебания разностного канала:

где - символ означает усреднение результата перемножения на интервале времени T_нч, удовлетворяющем условию: 2/_о<<Т_нч<1/П, где П - полоса пропускания приемного канала, - низкочастотные флюктуации, образованные перекрестными комбинациями сигнальных компонентов и собственных шумов приемных каналов, а также взаимные флюктуации шумов суммарного и разностного каналов, за счет конечности интервала усреднения.

Квадратурная составляющая разностного сигнала при условии, когда внутренний шум пренебрежимо мал, может быть записана в следующем виде

.

Формирователь модульного значения квадратурной составляющей угловой ошибки (ДО) на интервале времени, соответствующем элементу разрешения, выделяет огибающую амплитудных флюктуации. Эта огибающая представляет собой однополярный импульс со случайной амплитудой и длительностью примерно равной интервалу разрешения по времени.

Без учета операции амплитудного нормирования, реализуемой элементами 6 и 7 (фиг.1 и фиг.6), статистическое среднее огибающей амплитудных флюктуации квадратурной составляющей угловой ошибки с точностью до постоянного множителя может быть записано в виде следующего выражения

При угловом положении источников излучения в пределах линейного участка пеленгационной характеристики, значения суммарной и разностной диаграмм направленности в выражении (5) можно представить в виде [1]

fconst; f_i=_i·µ.

Здесь _i - обобщенная угловая координата, соответствующая отклонению i-го объекта от РСН антенны, µ - параметр, характеризующий пеленгационную чувствительность углового измерителя.

С учетом последних соотношений получаем

Здесь - угловая база (размер) группы в конкретной координатной плоскости.

С целью выполнения операции амплитудного нормирования элемент 4 блока обработки сигналов (ФНН) формирует оценку среднего квадратического значения , используемого в качестве нормирующего напряжения. В результате этого оценка нормированного значения случайной величины на выходе элемента 11 (ДО) определяется соотношением

Нормировка выходного параметра блока обработки сигналов, это подтверждают и результаты эксперимента, снижает зависимость формируемой оценки от интенсивности помехи, а также стабилизирует пороговый уровень (ложную тревогу) устройства принятия решения 12 (УПР).

Оценки показателей качества обнаружения импульсного эхо-сигнала, полученные при проведении статистического эксперимента методом имитационного моделирования на ЭВМ, подтверждают эффективность рассмотренного алгоритма.

Моделирование проводилось с использованием пакета MatLab при следующих исходных параметрах модели:

- средняя частота полосы пропускания приемного устройства - f ₀=5·10⁴ Гц;

- полоса пропускания приемного устройства - f3,6·10³ Гц;

- длительность прямоугольного радиоимпульса эхо-сигнала - _и=0,2 мс;

- время задержки радиоимпульса эхо-сигнала - t_З=1 мс;

- интервал времени наблюдения принятого колебания в одной реализации - Т=1,6 мс;

- интенсивности собственных шумов приемных каналов одинаковы - ;

- ширина главного лепестка диаграммы направленности парциального канала антенны - 2_0,5P=60°;

- частота дискретизации входных процессов - f_д=5·10⁵ Гц;

- количество реализации в одном испытании - N=10000.

Методика выполнения исследований состояла в том, что в контролируемом элементе дальности для условий наличия и отсутствия во входном колебании импульсного эхо-сигнала экспериментально по совокупности из N реализации были получены оценки гистограмм условной плотности вероятности выходного параметра . Для принятых значений вероятности ложной тревоги F=10 ^-3 и 10^-4 по результатам анализа гистограмм были рассчитаны соответствующие пороговые уровни обнаружения (_o), используя которые затем согласно критерию Неймана-Пирсона при q0 были оценены показатели качества (условные вероятности правильного обнаружения D).

На фиг.7 приведены графики гистограмм плотности вероятности W() для характерных условий. Эти условия состоят в следующем. На входе приемного устройства действует помеха с относительной интенсивностью q_п=45, 65 и 85 дБ соответственно; относительная интенсивность эхо-сигнала q=40 дБ; фиг.7, а - оба источника находятся на одной линии визирования, ее угловое отклонение от РСН антенны составляет 15% от ширины главного лепестка диаграммы по уровню половинной мощности (_0,5); фиг.7, б - источник помехи находится на РСН (т.е. угловая база излучателей - 0,15_0,5), все остальные условия - прежние. Параметр /_о является нормированным значением , где _о - среднее квадратическое значение при условии, когда q=0 и q_п=65 дБ.

Для сравнения на правом рисунке дополнительно показан пунктирный график (q=0), соответствующий условию, когда в луче РЛС (на равносигнальном направлении) находится только постановщик помехи (q_п =65 дБ).

Анализ этих зависимостей свидетельствует о том, что, во-первых, первое слагаемое правой части соотношения (4) определяющим образом по сравнению с n(t) оказывает влияние на результирующую интенсивность квадратурной составляющей разностного сигнала. Во-вторых, для указанных условий и q0 параметры закона распределения а позволяют с высокой достоверностью принимать решение о наличии в луче источника эхо-сигнала.

Графики кривых обнаружения для одного элемента разрешения по дальности показаны на фиг.8. Они показаны для нескольких значений угловой базы группы излучателей _0,5, в частности, при изменении ее в пределах (0,1-0,5)_0,5 и условии, когда постановщик помехи находится на РСН антенны пеленгатора.

На фиг.9, фиг.10, фиг.11 и фиг.12 приведены графики корреляционных функций и спектров реализации помехи и эхо-сигнала на входе РЛС и входе блока обработки сигналов соответственно.

Представленные графики результатов исследования методами имитационного моделирования на ЭВМ разработанного устройства обработки сигналов свидетельствуют о возможности реализации с высокими показателями качества обнаружения импульсного эхо-сигнала на фоне интенсивной шумовой помехи источника, находящегося в главном лепестке диаграммы направленности антенны типовой моноимпульсной РЛС.

Устройство обнаружения эхо-сигнала в условиях воздействия шумовой помехи по главному лепестку диаграммы направленности антенны моноимпульсной радиолокационной станции, содержащее двухканальный аналого-цифровой преобразователь и специализированное вычислительное устройство, отличающееся тем, что специализированное вычислительное устройство выполнено в виде многоотводного устройства задержки, вход которого соединен со вторым аналого-цифровым преобразователем, а отводы параллельно соединены: средний - со вторым каскадом с регулируемым усилением, остальные - с формирователем напряжения нормирования, выход которого параллельно соединен с первым каскадом с регулируемым усилением и вторым каскадом с регулируемым усилением, выход которого соединен со вторым устройством задержки, выход которого соединен с фазовым детектором первого устройства задержки, на вход которого поступают сигналы с выхода первого аналого-цифрового преобразователя, а выход соединен с первым каскадом с регулируемым усилением, сигналы с которого поступают на фазовый детектор, чей выход соединен с накопителем, выход которого соединен с формирователем модульного значения напряжения разности, соединенного с устройством сравнения, осуществляющего сравнение входного напряжения с пороговым уровнем, сформированным в соответствии с используемым значением вероятности ложной тревоги, в результате чего, согласно критерию Неймана-Пирсона, по результатам сравнения принимается решение о наличии или отсутствии эхо-сигнала в анализируемом элементе разрешения.