Устройство для кодирования сверточным кодом

 

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано в высоковольтных модемах для формирования сверточно-кодированных сигналов. Цель изобретения - повышение помехозащищенности устройства. Устройство содержит сумматоры 3, 5, 6, 7, 8 и 12,инвертор 13, элементы 1, 2, 4 и 9 и блок 11 постоянной памяти. 4 ил.

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано в высокоскоростных модемах для формирования сверточно-кодированных сигналов.

Известно устройство для сверточного кодирования, содержащее регистр сдвига, первый сумматор, второй сумматор и переключатель [1] Известно также устройство для формирования сверточно-кодированных сигналов, содержащее первую линию задержки, вторую линию задержки, третью линию задержки, первый сумматор, второй сумматор и блок выбора сигнальной точки [2] Недостатками этих устройств являются низкая помехозащищенность генерируемых сверточно-кодированных последовательностей при невысоких отношениях сигнал/шум (< 20 дБ), а также их чувствительность к скачкам фазы несущего колебания, равным n /2, где n 1, 2, 3, при наличии которых в канале связи становится невозможным правильное декодирование принимаемой последовательности.

Наиболее близким к изобретению по технической сущности является устройство для формирования сверточно-кодированных сигналов, нечувствительных к скачкам фазы несущего колебания в канале связи, кратным 90^о, содержащее блок постоянной памяти, первый и второй выход которого через первую и вторую линии задержки подсоединены соответственно к третьему и четвертому входам блока постоянной памяти, последовательно соединенные третью линию задержки, первый сумматор, второй сумматор, четвертую линию задержки, третий сумматор, четвертый сумматор, пятую линию задержки, блок выбора сигнальной точки, а также пятый сумматор, первый умножитель и второй умножитель, при этом выход пятого сумматора соединен с вторым входом первого сумматора, входами пятого сумматора являются первый и второй выходы блока постоянной памяти, а выход пятой линии задержки является объединенным первым входом третьей линии задержки, первого умножителя и второго умножителя, вторыми входами первого умножителя и второго умножителя являются соответственно выход третьего сумматора и второй выход блока постоянной памяти, выходы первого умножителя и второго умножителя подсоединены соответственно к вторым входам второго сумматора и четвертого сумматора, первый выход блока постоянной памяти является вторым входом третьего сумматора и третьим входом блока выбора сигнальной точки, четвертый вход которого соединен с вторым выходом блока постоянной памяти, причем первые и вторые входы блока постоянной памяти и блока выбора сигнальной точки являются информационными входами, а выходы блока выбора сигнальной точки являются выходами устройства [3] Устройство формирует сверточно-кодированные сигналы, которые позволяют передавать 4 информационных бита (m 4) за один интервал модуляции. Применяемый для сверточного кодирования код со скоростью R /+1 2/3 обеспечивает асимптотический энергетический выигрыш от кодирования (АЭВК) 4 дБ по сравнению с некодированной передачей методом квадратурно-амплитудной модуляции КАМ-16.

АЭВК обусловлен величиной свободного расстояния (минимальное евклидово расстояние) между двумя любыми передаваемыми сверточно-кодированными последовательностями сигналов, равной .

Сверточно-кодированные сигналы являются нечувствительными к скачкам фазы несущего колебания в канале связи, кратным 90^о. Это достигается за счет выполненного определенным образом устройства-прототипа назначения подмножеств сигнальных точек, полученных в результате разбиения [1, 4] исходного ансамбля сигналов переходам графа состояний, соответствующего назначения бит сигнальным точкам ансамбля сигналов и применения операции дифференциального кодирования.

Для декодирования сверточно-кодированной последовательности сигналов на приеме используется декодер максимального правдоподобия с мягким решением [5, 6] Решающее правило такого декодера можно сформулировать следующим образом. В качестве решения принимается такая информационная последовательность} которая дала бы на выходе блока выбора сигнальной точки последовательность сигналов} наиболее близкую к принимаемой} по евклидовому расстоянию - min при этом}c где с совокупность всех возможных последовательностей на выходе блока выбора сигнальной точки.

Характеристики "мягкого" декодирования зависят от свободного расстояния d_своб= min при этомS_n} {P_n} S_n}P_n} c.

Предположим, что сигнальные последовательностиS_n} иP_n} с минимальным евклидовым расстоянием между ними d_своб порождаются соответственно двоичными последовательностямиa_n} иa_n'} Тогда вероятность того, что вместо переданной последовательностиa_n} будет декодирована последовательностьa_n'} определяется как P{ }P_n}{S_n} P{}a}{a_n} Q(d2), где Q интервал вероятностей; - среднеквадратическое отклонение шума.

При отношении сигнал/шум, стремящемуся к бесконечности, вероятностью того, что в качестве решения будет принята последовательностьS_n'} расположенная на расстоянии большем, чем d_вобот действительно переданной последовательностиS_n} можно пренебречь по сравнению с вероятностью того, что в качестве решения будет принята последовательностьP_n} на расстоянии d_своб отS_n} Поэтому
P N(d_своб)Q(d_своб/2), (1) где N(d_своб) число ошибочных последовательностей, находящихся на расстоянии d_своб от действительно переданной последовательностиS_n} и зависит от структуры графа переходов [4]
Как видно из (1), определяющее влияние на помехозащищенность сверточно-кодированной последовательности сигналов оказывает свободное расстояние d_своб. АЭВК, обусловленный величиной свободного расстояния, составляет 4 дБ. Однако в каналах с аддитивным белым гауссовым шумом (АБГШ) и при скачках фазы несущего колебания, кратных 90^о, выигрыш от кодирования значительно снижается при малых и средних отношениях сигнал/шум (С/Ш) (15-20 дБ). Так, например, при вероятности ошибки Р_ош 10^-4 выигрыш от кодирования составляет около 2,5 дБ.

Таким образом, сверточно-кодированная последовательность сигналов, формируемая устройством, обладает невысокой помехозащищенностью, обусловленной величиной свободного расстояния.

Кроме того, использование операции дифференциального кодирования ведет к размножению ошибок при выполнении обратной операции декодирования в приемнике модема в случае ошибочного решения декодера максимального правдоподобия (декодера Витерби).

Целью изобретения является повышение помехозащищенности устройства и устранение операции дифференциального кодирования, ведущей к размножению ошибок при дифференциальном декодировании в приемнике модема в случае ошибочного решения декодера Витерби и повышение за счет этого энергетического выигрыша от кодирования в каналах со скачками фазы несущего колебания, кратными 90^о, при малых и средних отношениях С/Ш.

На фиг. 1 представлена структурная электрическая схема устройства для кодирования сверточным кодом; на фиг.2 и 3 тридцатидвух- и шестнадцатиточечные ансамбли сигналов; на фиг.4 граф переходов сверточного кодера.

Устройство содержит первый элемент 1 задержки, второй элемент 2 задержки, первый сумматор 3, третий элемент 4 задержки, второй сумматор 5, третий сумматор 6, четвертый сумматор 7, пятый сумматор 8, четвертый элемент 9 задержки, умножитель 10, блок 11 постоянной памяти, шестой сумматор 12 и инвертор 13.

Устройство работает следующим образом.

На информационные входы устройства в момент времени n поступают информационные биты Q1_n', Q2_n', Y3_n, Y4_n (m 4). Биты Y3_n, Y4_n подаются непосредственно на первый и второй входы блока 11, а биты Q1_n', Q2_n' на сверточный кодер, содержащий последовательно соединенные первый элемент 1 задержки, второй элемент 2 задержки, первый сумматор 3, третий элемент 4 задержки, второй сумматор 5, третий сумматор 6, четвертый сумматор 7, а также последовательно соединенные пятый сумматор 8, четвертый элемент 9 задержки и инвертор 13, а также умножитель 10 и шестой сумматор 12. Работу кодера описывают следующие логические функциональные зависимости
W1_n+1 W2_n;
W2_n+1 W3_n;
W3_n+1= W3_n Q1;
W4_n+1= W1_n W3_n W4_n Q1 Q2;
Y1_n= W4_n Q1;
Y1_n=.

Они связывают последующее состояние W1_n+1W2_n+1W3_n+1W4_n+1 и выходные биты Y1_n и Y0_n кодера с текущим состоянием W1_nW2_nW3_nW4_n и выходными битами кодера Q2_n' и Q1_n'. Данные выражения получены путем минимизации с помощью диаграмм Вейча полных функциональных зависимостей, обусловленных графом переходов и назначением бит YI_n, I 0,1,4 сигнальным точкам ансамбля сигналов. Граф переходов отображает работу сверточного кодера как конечного автомата с памятью.

Каждому переходу, выходящему из одного текущего состояния и ведущего в последующее, назначается совокупность сигнальных точек из ансамбля сигналов, называемая подмножеством. Получение этих подмножеств основано на идее отображения путем разбиения множеств [1, 2, 4] При этом проводится последовательное разбиение исходного расширенного сигнального множества (алфавита сигналов) на вложенные подмножества, причем расстояния между элементами подмножества (сигнальными точками) на каждом шаге разбиения возрастают, а число элементов в нем убывает. В качестве исходного расширенного сигнального множества применяется тридцатидвухточечное крестообразное созвездие (32-CR), показанное на фиг. 2. Оно является расширенным, поскольку для передачи m 4 некодированных информационных бит по каналу за интервал модуляции методом квадратурно-амплитудной модуляции (КАМ) было бы достаточно иметь ансамбль сигналов (фиг. 3), состоящий из 16 точек (16-QA). Применение сверточного кодирования к входным информационным битам Q2_n'Q1_n' ведет к появлению дополнительного избыточного пятого бита Y0_n. Поэтому ансамбль сигналов должен иметь М 2^m+1 32 точки. В данном случае применяется ансамбль сигналов 32-CR, обладающий 90-градусной симметричностью, что является необходимым условием для обеспечения нечувствительности формируемой поcледовательноcти сигналов к скачкам фазы, кратным 90^о. Исследование подхода, основанного на разбиении исходного сигнального множества на вложенные подмножества, ведет к разбиению исходного тридцатидвухточечного сигнального множества на 2^m+1=2³=8 ( 2 число входных бит сверточного кодера) вложенных подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H (фиг.2).

Разбиение проводится в (+1) 3 шага. На первом шаге разбиения получается два подмножества (фиг.2): A U B U C U D и E U FU G U H ( U- знак объединения) с минимальным евклидовым расстоянием ₁= = 2 где _о минимальное евклидово расстояние для исходного сигнального множества, _o= На втором шаге разбиения получаются подмножества A U B, C U D, E U F, G U H с ₂= ₁= 2 На последнем шаге разбиения имеем восемь подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H с ₃= ₂=4 При вращении сигнального множества по часовой стрелке на 90^о подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H переходят соответственно в подмножества E, F, G, H, C, D, A, B. При вращении на 180^о подмножества A, B, C, D, E, F, G, H переходят, соответственно, в C, D, A, B, G, H, E, F, а при 270^о в G, H, E, F, A, B, C, D.

Построение графа переходов базировалось на следующих правилах [3, 4]
а) граф переходов должен быть симметричен и все переходы в нем должны выполняться с одинаковой частотой;
б) переходам, начинающимся в одном состоянии и ведущим в различные состояния, необходимо ставить в соответствие сигналы одного из подмножеств, полученных на первом шаге разбиения;
в) сигналы из этих же подмножеств назначаются переходам, выходящим из различных состояний и ведущих в одно и то же состояние;
г) если обозначить q состояний кодера через i 0,1,q-1, то для того, чтобы кодер и, следовательно, последовательность сигналов были прозрачны к фазовой неопределенности в канале связи, кратной 90^о, должны существовать функции однозначного соответствия f_l:0,1,q-1} _0,1,q-1} l 1,2,3 такие, что выполняется следующее утверждение. Для каждого перехода из состояния i в состояние j, i_нj 0,1,q-1} обозначим через X0 группу сигнальных элементов одного из полученных в результате разбиения подмножества, а через Х1, Х2, Х3 группы сигнальных элементов, полученные из Х0 посредством вращения по часовой стрелке соответственно на 90, 180 и 270^о. Тогда каждому переходу из состояния f_l(i) в состояние f_l(j), (l 1,2,3) назначается группа сигнальных элементов X_l(l 1,2,3) соответственно.

Граф переходов представлен на фиг.4. Функции однозначного соответствия имеют вид
f₁: 1110 f₂: f₃:
Для графа переходов квадрат свободного расстояния равен 12. Действительно, если по каналу передается последовательность сигнальных точек, принадлежащих, например, подмножеству А (нулевое состояние), то ближайшей к ней будет последовательность из сигнальных точек, принадлежащих подмножествам B-D (рассматривается решетчатая диаграмма, получающаяся при развертке графа переходов во времени). С учетом минимального расстояния между точками подмножеств А и В, А и D ( _AB 2, _AD 2, фиг.2) квадрат свободного расстояния между рассматриваемыми последовательностями будет равен d_своб² _AB²+_AD²= 12. Если за правильную последовательность выбрать любую другую, то также найдется последовательность, отстоящая от нее на расстоянии .

Свободное расстояние позволяет оценить АЭВК по сравнению с некодированной передачей методом КАМ-16. Тогда, с учетом нормировки по средней мощности, для АЭВК имеем [2, 4]
G 10lg 10lg 4,771 дБ.

C выхода сверточного кодера выходные биты, обозначенные как Y0_n, Y1_n и Y2_n, поступают соответственно на пятый, четвертый и третий входы блока 11, на второй и первый входы которого подаются некодированные информационные биты, обозначенные через Y3_n, Y4_n. В соответствии с входной последовательностью бит YI_n, I 0,1,4 блок 11 осуществляет выбор для передачи по каналу одной из точек алфавита сигналов (фиг.2).

Для обеспечения нечувствительности сигнальных элементов ансамбля сигналов к скачкам фазы несущего колебания, кратным 90^о, без использования операции дифференциального кодирования и снижения сложности построения сверточного кодера назначение бит YI_n, I 0,1,4 сигнальным элементам выполнено с соблюдением следующих правил (фиг.2):
а) каждой группе из четырех сигнальных элементов, получаемых путем вращения одного из них на 90, 180 и 270^о по часовой стрелке, назначается одна и та же битовая комбинация Y4_nY3_nY2_n;
б) сигнальным элементам в каждом из восьми подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H назначаются одни и те же битовые комбинации Y2_nY1_nY0_n;
Подмножества Y2_n Y1_n Y0_n Подмножества Y2_n Y1_n Y0_n
A 0 0 1 E 0 0 0
B 1 0 1 F 1 0 0
C 0 1 1 G 0 1 0
D 1 1 1 H 1 1 0
в) для каждого текущего состояния кодера и каждой входной битовой комбинации устройства обозначим через V 0 сигнальный элемент, соответствующий битовой комбинации Y4_nY3_nY2_nY1_nY0n. Затем обозначим через V1, V2, V3 сигнальные элементы, получаемые, когда V0 поворачивается на 90, 180 и 270^о по часовой стрелке соответственно. Тогда сигнальные элементы, соответствующие битовой комбинации Y4_nY3_nY2_nY1_nY0_n при текущем состоянии кодера f_l(W1_nW2_nW3_nW4_n) (l 1,2,3) и при той же входной битовой комбинации Y4_nY3_nQ2_n'Q1_n' будут соответственно V1, V2 и V3.

В соответствии с входными битами YI_n (I 0,1,4) в блоке 11 однозначно определяется сигнальная точка и на выходы блока 11 поступают сигналы P_n и Q_n, соответствующие координатам синфазной и квадратурной составляющих сигнальной точки.

Блок 11 постоянной памяти хранит значение сигнальных элементов. Входные биты YI_n (I 0,1,4) для блока 11 образуют код адреса сигнального элемента в ПЗУ. Примеры реализации блока 11 представлены на рис.5.17, 18, с.182, 283 [7]
Результаты моделирования предлагаемого устройства для формирования сверточно-кодированных сигналов показали, что по сравнению с прототипом в каналах с аддитивным белым гауссовым шумом и при скачках фазы несущего колебания, кратных 90^о, при малых и средних отношениях С/Ш (15-20 дБ) оно обеспечивает значительное повышение помехозащищенности передаваемой последовательности сигналов за счет увеличения свободного расстояния между сигнальными последовательностями.

Формула изобретения

УСТРОЙСТВО ДЛЯ КОДИРОВАНИЯ СВЕРТОЧНЫМ КОДОМ, содержащее последовательно соединенные первый элемент задержки, второй элемент задержки и первый сумматор, третий элемент задержки, выход которого соединен с первым входом второго сумматора, выход которого соединен с первым входом третьего сумматора, четвертый сумматор, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, умножитель, выход которого соединен с вторым входом третьего сумматора, пятый сумматор и блок постоянной памяти, выходы которого являются выходами устройства, первый и второй входы блока постоянной памяти являются одноименными входами устройства, третий вход блока постоянной памяти и второй вход четвертого сумматора объединены и являются третьим входом устройства, первый вход умножителя является четвертым входом устройства, отличающееся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости устройства, в него введены шестой сумматор, четвертый элемент задержки и инвертор, выход первого сумматора соединен с входом третьего элемента задержки, первый и второй входы и выход шестого сумматора подключены соответственно к четвертому входу устройства, выходу третьего элемента задержки и четвертому входу блока постоянной памяти, второй вход четвертого сумматора и первый вход пятого сумматора подключены соответственно к выходу третьего сумматора и четвертому входу устройства, выход пятого сумматора через четвертый элемент задержки соединен с входом первого элемента задержки, вторыми входами второго и пятого сумматоров и входом инвертора, выход которого соединен с вторым входом умножителя и пятым входом блока постоянной памяти.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4