Адаптивная антенная решетка

 

Использование: системы радиосвязи, радиолокации и радионавигации в условиях сложной помеховой обстановки. Сущность изобретения: адаптивная антенная решетка содержит N антенных элементов, N гибридных блоков, 2N весовых умножителей, общий сумматор, блок оценки мощности сигнала, блок оценки мощности помехи, блок сравнения, блок управления, первый умножитель, 2N адаптивных контуров, 2N вторых блоков вытачивания, блок векторного умножения, блок делителей, блок матричного умножения, сумматор. 4 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах радиосвязи, радиолокации и радионавигации, функционирующих в сложной помеховой обстановке.

Известны адаптивные антенные решетки (ААР), используемые в радиосвязи, радиолокации и радионавигации.

ААР, конструкция которой приводится в ТИИЭР, 1967, т.55, N 12, с.78-95, реализует алгоритм минимизации среднеквадратического отключения принимаемого сигнала от эталонного.

Для работы алгоритма в устройстве необходимо формировать эталонный сигнал. Это возможно при наличии априорной информации о полезном сигнале. А поскольку такая информация никогда не является полной, так как терялся бы смысл в передаче полезного сигнала, то эталонный сигнал может значительно отличаться от полезного, что вызывает снижение помехозащищенности ААР. Кроме того, время сходимости в значительной степени зависит от обусловленности корреляционной матрицы входных сигналов и может составлять значительную величину.

ААР, конструкция которой описана в журнале "IEEE Trans Antennas and Propag", vol. AP-26, 1978 N 2 р.228--235, реализует алгоритм минимизации выходной мощности и обладает сравнительно хорошими характеристиками по помехозащищенности. Однако в том случае, когда помеха отсутствует или ее мощность меньше мощности полезного сигнала, то вследствие минимизации полной выходной мощности может произойти и подавление полезного сигнала. Кроме того, время адаптации может составлять довольно большую величину при плохой обусловленности корреляционной матрицы входных сигналов.

Из известных ААР наиболее близкой к предлагаемой по технической сущности является решетка, описанная в авт.св. СССР N 1548820. Это устройство содержит N антенных элементов, соединенных через гибридные устройства, и весомые умножители с соответствующими входами общего сумматора, первого умножителя и 2N адаптивных контуров, каждый из которых состоит из интегратора, коммутатора, усилители, регулируемого инвертирующего усилителя, блока вычитания, второго умножителя и коррелятора, причем первый и второй входы коррелятора соединены соответственно с выходом гибридного устройства и выходом общего сумматора, а выход коррелятора соединен с первым входом блока вычитания, второй вход которого соединен с выходом первого умножителя, а выход блока вычитания подключен к входам усилителя и регулируемого инвертирующего усилителя, выходы которых подключены к входам коммутатора, выход которого через интегратор соединен с вторым входом весового умножителя и с первым входом второго умножителя, а второй вход второго умножителя соединен с выходом первого умножителя, первый и второй входы которого объединены с выходом общего сумматора и вторым входом коррелятора, а также блок оценки мощности сигнала, блок оценки мощности помех, блок сравнения и блок управления, причем входы блоков оценки мощности сигнала и мощности помех подключены к выходу общего сумматора, а выходы подключены к входам блока сравнения, выход которого соединен с управляющими входами коммутаторов, выход блока управления подключен к управляющим входам регулируемых инвертирующих усилителей, а выход соединен с выходом блока оценки мощности помех.

В зависимости от сигнально-помеховой обстановки устройство работает по методу минимизации или максимизации выходной мощности, что предотвращает подавление полезного сигнала и повышает помехозащищенность решетки. Однако, хотя величина коэффициента усиления в цепи обратной связи изменяется в зависимости от мощности помех, время адаптации устройства может оказаться довольно большим при плохой обусловленности корреляционной матрицы входных сигналов (разбросе собственных значений корреляционной матрицы). Причем собственные значения корреляционной матрицы зависят от мощности и количества помех. Когда имеется несколько помех разной мощности, то собственные значения корреляционной матрицы не равны между собой (имеется некоторый разброс), адаптивная антенная решетка быстро реагирует на сильные помехи и медленно на слабые помехи, а время адаптации определяется самой медленной составляющей процесса адаптации.

Целью изобретения является уменьшение времени адаптации устройства при наличии нескольких помех разной мощности.

Это достигается тем, что в ААР, содержащую N антенных элементов, соединенных через гибридные устройства и весовые умножители с соответствующими входами общего сумматора, первый умножитель и 2N адаптивных контура, каждый из которых состоит из интегратора, коммутатора, усилителя, регулируемого инвертирующего усилителя, блока вычитания, второго умножителя и коррелятора, причем первый и второй входы коррелятора соединены соответственно с выходом гибридного устройства и выходом общего сумматора, а выход коррелятора соединен с первым входом блока вычитания, второй вход которого соединен с выходом второго умножителя, а выход блока вычитания подключен к входам усилителя и регулируемого инвентирующего усилителя, выходы которых подключены к входам коммутатора, выход которого через интегратор соединен с вторым входом весового умножителя и с первым входом второго умножителя, а второй вход второго умножителя соединен с выходом первого умножителя, первый и второй входы которого объединены с выходом общего сумматора и вторым входом коррелятора, а также блок оценки мощности сигнала, блок оценки мощности помех, блок сравнения и блок управления, причем входы блока оценки мощности сигнала и мощности помех подключены к выходу общего сумматора, а выходы подключены к входам блока сравнения, выход которого соединен с управляющими входами коммутаторов, вход блока управления подключен к выходу блока оценки мощности помех, а выход - к управляющим входам регулируемых инвертирующих усилителей, дополнительно введены блок матричного умножения, блок делителей, сумматор, блок векторного умножения и 2N вторых блоков вычитания, причем первые и вторые 2N входов блока векторного умножения подключены к выходам гибридных устройств, первые 4N² выходов блока векторного умножения подключены к первым входам блока делителей, а вторые 2N выходов через сумматор подключены к вторым входам блока делителей, выходы которого соединены с первыми 4N² входами блока матричного умножения, вторые 2N входов которого объединены с выходами первых блоков вычитания и с первыми входами вторых блоков вычитания, а 2N выходов блока матричного умножения соединены с вторыми входами вторых блоков вычитания, выходы которых подключены к входам усилителей и регулируемых инвертирующих усилителей.

Анализ аналогичных технических решений показал, что совокупность отличительных признаков, обуславливающая достижение указанного положительного эффекта, в известных устройствах идентичного назначения не обнаружена.

На фиг.1 представлена функциональная схема ААР; на фиг.2 - схема блока векторного умножения; на фиг.3 - схема блока матричного умножения; на фиг.4 - результаты моделирования ААР.

ААР содержит антенные элементы 1, гибридные устройства 2, весовые умножители 3, общий сумматор 4, блок 5 оценки мощности сигнала, блок 6 оценки мощности помех, блок 7 сравнения, блок 8 управления, первый умножитель 9, адаптивные контуры 10, состоящие из вторых умножителей 11, интеграторов 12, усилителей 13, коммутаторов 14, регулируемых инвертирующих усилителей 15, первых блоков 16 вычитания, вторых блоков 17 вычитания и корреляторов 18, а также блок 19 векторного умножения, сумматор 20, блок 21 делителей, блок 22 матричного умножения.

Адаптивная антенная решетка работает следующим образом.

Радиосигналы принимаются антенными элементами 1 и подаются на гибридные устройства 2, в которых разделяются на синфазные и квадратурные составляющие, а затем взвешиваются весовыми умножителями 3 и суммируются в общем сумматоре 4, выход которого является выходом устройства. При помощи адаптивных контуров 10 осуществляется настройка весовых умножителей 3 с целью повышения отношения сигнал/помеха + шум на выходе устройства. Если мощность полезного сигнала меньше мощности помех, то осуществляется минимизация выходной мощности, а если мощность сигнала больше мощности помех, то осуществляется максимизация выходной мощности. Включение того или другого режима осуществляется коммутатором 14 в зависимости от соотношения мощностей полезного сигнала и помех. Мощности сигнала и помех оцениваются в блоке 5 оценки мощности сигнала и в блоке 6 оценки мощности помех и эквивалентные напряжения поступают на входы блока 7 сравнения. В зависимости от соотношения этих напряжений блок 7 сравнения осуществляет управление коммутаторами 14 адаптивных контуров 10.

Адаптивные контуры 10 реализуют алгоритм оптимизации выходной мощности, основанный на методе Ньютона. При этом оценка градиента целевой функции (K) (k) на каждой итерации должна умножаться слева на оценку обратной корреляционной матрицы R^{^-1} .

(K+1)= (K)+ (K), (1) где (K), (K+1) - значение вектора весовых коэффициентов соответственно на k-й и (k+1)-й итерации; - коэффициент усиления в адаптивных контурах; (K) - оценка градиента на k-й итерации.

Это приводит к тому, что все составляющие адаптивного процесса сходятся с одинаковой постоянной времени. Такой алгоритм имеет квадратичную сходимость.

Получение оценки обратной корреляционной матрицы является сложной задачей. При выборочной оценке корреляционной матрицы возникают трудности с ее обращением в случае ее плохой обусловленности, необходимо большое число вычислительных операций. Рекурентные методы обращения также сопряжены с достаточно большой громоздкостью вычислений. Поэтому такие методы сложны в технической реализации.

В качестве оценки обратной корреляционной матрицы используем псевдообратную матрицу R_пo, формируемую по одному отсчету.

Для получения псевдообратной матрицы воспользуемся спектральным представлением корреляционной матрицы R и обратной корреляционной матрицы R^-1.

R=QQ^т=; (2) , (3) где Q - унитарная (ортонормированная QQ^т= = I матрица собственных векторов Q=[,...] ; - диагональная матрицы собственных значений = diag(₁,₂..._п); Т - знак транспонирования. Запишем выражение (3) в виде R1- =- =I- , (4) где I - единичная матрица I = diag(1,1...1).

Заметим, что _i изменяется в интервале от _min до _max - минимального и максимального собственных чисел. Воспользуемся линейной аппроксимацией скалярного множителя в выражении (4) на участке ( (_{min max})) (5) Отметим также, что значение _max не может превышать след матрицы R _max t_r[R] (6) С учетом (5) и (6) перепишем выражение (4)
I_ =I_ (7) Полученный результат совпадает с представлением обратной корреляционной матрицы в виде двух первых членов ряда при разложении ее по степеням R.

R^-1 = C₀I+C₁R + C₂R²+ ... +C_кR^к, (8) где k N в котором коэффициенты C₀= 1; C₁=- .

В качестве оценки градиента в (1) используем известное выражение
(K)= S(K)[K)-(K)S(K)] , (9) где S(K)=(K)(K) - сигнал на выходе общего сумматора 4.

С учетом вышеизложенного алгоритм настройки весовых умножителей 3 имеет вид
(K+1)= (K)-I- S(K)[(K)-(K)S(K)], (10) где (K) - вектор весовых коэффициентов на выходах интеграторов 12;
(K) - вектор входных сигналов на выходах гибридных устройств 2;
S(K)=(K)(K) - сигнал на выходе общего сумматора 4;
- коэффициент усиления усилителей 13 и 15 в адаптивных контурах 10. Когда коэффициент > 0, осуществляется минимизация мощности на выходе общего сумматора 4 (подавляются помехи), а когда < 0, выходная мощность сигнала общего сумматора 4 максимизируется (выделяется полезный сигнал). Выбор знака осуществляется при помощи коммутатора 14, а установка величины осуществляется блоком 8 управления в зависимости от мощности помех.

Формирование произведения псевдообратной матрицы R_по=I- на оценку градиента S(K)[K)-(K)S(K)] осуществляется следующим образом.

Вначале в блоке 19 векторного умножения происходит вычисление внешнего произведения вектора (K) самого на себя
(K)(K)=
(11)
Схема блока 19 векторного умножения, состоящего из 4N² умножителей 1-1-2N-2N, приведена на фиг.2.

Вычисление внутреннего произведения вектора (K) самого на себя (квадрат модуля) производится в сумматоре 20, как сумма диагональных элементов (след) матрицы (11):
<(K)(K)>= (K)= x²₁(K)+x²₂(K)+. ..x²_2N(K)=t_r[(K)(K)] (12) Затем, разделяя каждый элемент матрицы (11) на ее след в блоке 21 делителей, вычисляется нормированная матрица
.

Формирование оценки градиента (K) целевой функции производится на выходах блоков 16 вычитания аналогично прототипу согласно выражению (9).

В блоке 22 матричного умножения оценка градиента умножается слева на нормированную матрицу [_ik]= .В результате получаем 2N - мерный вектор
= [a₁. ..a_2N] a_i= i= где _m - компоненты вектора градиента (K);
r_im - компоненты нормированной матрицы. Схема блока матричного умножения, состоящего соответственно из 4 умножителей 1-1-2N-2N и 2N сумматоров 3-1-3-2N, представлена на фиг.3.

Адаптивная добавка в алгоритме адаптации (10) вычисляется в блоках 17 вычитания, как разность компонент градиента (K) и компонент вектора (K). Таким образом
(K+1) = (K)m[(K)-(K)] (13) В результате движение осуществляется не по направлению антиградиента (градиента), а по направлению на точку экстремума, что значительно уменьшает время адаптации, когда линии уровня имеют вытянутый характер.

Использование новых элементов - блока 19 векторного умножения, сумматора 20, блока 21 делителей, блока 22 матричного умножения выгодно отличает предлагаемую ААР от прототипа, так как постоянная времени адаптации становится практически одинаковой для всех составляющих процесса адаптации. В результате будет снижено время адаптации при наличии нескольких помех разной мощности, что соответствует плохой обусловленности корреляционной матрицы входных сигналов (большому разбросу собственных значений корреляционной матрицы).

На фиг.4 представлены результаты моделирования заявляемой ААР и прототипа. Из графиков видно, что оба устройства имеют одинаковую эффективность с точки зрения получения выходного отношения мощности сигнала к сумме мощностей помех и шума (ОСПШ), но время адаптации в заявляемой ААР значительно меньше.

Указанное преимущество способствует повышению эффективности функционирования ААР в условиях сложной помеховой обстановки.

Формула изобретения

АДАПТИВНАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА, содержащая N антенных элементов, выходы которых соединены с входами соответствующих гибридных блоков, первые и вторые выходы которых через соответствующие весовые умножители соединены с соответствующими входами общего сумматора, выход которого является выходом решетки, последовательно соединенные блок оценки мощности сигнала и блок сравнения, последовательно соединенные блок оценки мощности помехи и блок управления, вход которого соединен с вторым входом блока сравнения, первый умножитель, первый и второй входы которого соединены с выходом общего сумматора, входом блока оценки мощности сигнала и входом блока оценки мощности помехи, 2 N адаптивных контуров, каждый из которых содержит последовательно соединенные управляемый инвертирующий усилитель, коммутатор, интегратор, второй умножитель и первый блок вычитания, усилитель, вход которого соединен с первым входом управляемого инвертирующего усилителя, а выход - с вторым входом коммутатора, коррелятор, выход которого соединен с вторым входом первого блока вычитания, а первый и второй входы соответственно - с выходом соответствующего гибридного блока и первым входом первого умножителя, выход которого соединен с вторым входом соответствующего второго умножителя, первый вход которого соединен с вторым входом соответствующего весового умножителя, при этом выход блока сравнения соединен с третьим входом соответствующего коммутатора, а выход блока управления соединен с вторым входом соответствующего управляемого инвертирующего усилителя, отличающаяся тем, что, с целью уменьшения времени адаптации, при наличии нескольких помех разной мощности, введены последовательно соединенные блок векторного умножения, блок делителей и блок матричного умножения, сумматор, выход которого соединен с первым входом блока делителей, а 2 N входов - с соответствующими первыми выходами блока векторного умножения, первые и вторые 2 N входов которого соединены с выходами соответствующих гибридных блоков, 4 N² входов блока делителей соединены с соответствующими вторыми выходами блока векторного умножения, а 4 N² выходов - с соответствующими первыми входами блока матричного умножения, а в каждый адаптивный контур введен второй блок вычитания, выход которого соединен с входом усилителя, а первый вход - с выходом первого блока вычитания и соответствующим первым входом блока матричного умножения, выходы которого соединены с вторыми входами соответствующих вторых блоков вычитания.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4